ADI_Amy

如何在对电桥传感器进行电路设计时避免陷入困境

ADI_Amy 員工 在 2015-4-13 建立的討論區
最後回覆由liufeng28於2017-6-29提供

仪表放大器可以调理传感器生成的电信号,从而实现这些信号 的数字化、存储或将其用于控制信号一般较小,因此,放大器 可能需要配置为高增益。另外,信号可能会叠加大共模电压, 也可能叠加较大直流失调电压。精密仪表放大器可以提供高增 益,选择性地放大两个输入电压之间的差异,同时抑制两个输 入中共有的信号。

 

惠斯登电桥是这种情况的经典例子,但像生物传感器一类的原 电池具有类似的特性。电桥输出信号为差分信号,因此,仪表 放大器是高精度测量的首选。理想情况下,无负载电桥输出为 零,但仅当所有四个电阻均完全相同时,这种情况方为真。假 如有一个以分立式电阻构建的电桥,如图 1 所示。最差情况差 分失调 VOS

4801-2-EQ01.png(1)

其中,VEX 为电桥激励电压, TOL 为电阻容差(单位为百分比)。

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图 1 惠斯登电桥失调


例如,在各元件的容差均为 0.1%且激励电压为 5 V 时,差分 失调可以高达±5 mV。如果需要 400 的增益来实现所需电桥灵 敏度,则放大器输出端的失调变成±2 V。假设放大器由同一电 源驱动,并且其输出可以轨到轨摆动,则仅电桥失调就可能消 耗掉 80%以上的输出摆幅。在行业要求电源电压越来越小的趋 势下,这个问题只会变得更加糟糕。

 

传统的三运放仪表放大器架构(如图 2 所示)有一个差分增益 级,其后为一个减法器,用于移除共模电压。增益施加于第一 级,因此,失调放大的倍数与目标信号相同。因此,将其移除 的唯一方法是在参考(REF)端施加反电压。这种方法的主要不 足在于,如果放大器的第一级已经饱和,则调节 REF 上的电 压并不能更正失调。克服这点不足的几种方法包括:

 

  • 根据具体情况,以外部电阻对电桥分流,但对于自动化 生产来说,这是不现实的,而且在出厂后是无法调整的
  • 减少第一级增益,通过微调 REF 上的电压来移除失调, 并再添一个放大器电路以实现所需增益
  • 减少第一级增益,以高分辨率 ADC 完成数字化输出,并 在软件中移除失调


后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差,从而 进一步减少第一级的最大增益。这些解决方案并不理想,因为 它们需要额外的电源、电路板空间或成本,来达到高 CMRR 和低噪声的目标。另外,交流耦合并不是测量直流或超慢移动 信号的一种选择。

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图 2 三运放仪表放大器拓扑结构


间接电流反馈(ICF)仪表放大器(如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失调。图 3 显示ICF拓扑结构原理图。

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图 3 间接电流反馈仪表放大器拓扑结构


该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同,其计算公式为

4801-2-EQ02.png(2)

由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电 压时,放大器的反馈要求可得到满足,因此,我们可将该公式 重写为

4801-2-EQ03.png(3)


这意味着,引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压,即 使在存在大输入失调的情况下,也可将输出调整为零伏特。如 图 4 所示,该调整可以通过以下方法实现:从一个简单的电压 源(如低成本 DAC)或者来自嵌入式微控制器的滤波 PWM 信 号,通过电阻 RA 将一个小电流注入反馈节点。

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图 4 带失调移除功能的高增益电桥电路


设计步骤


等式(3),1 与 R2 之比将增益设为:

4801-2-EQ04.png(4)

 

设计师必须确定电阻值。较大电阻值可降低功耗和输出负载; 较小 值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。如果 R1 和 R2 的并联 组合大于约30 kΩ, 则电阻开始引起噪声。 表1显示了一些建议值。

表 1 各种增益的推荐电阻(1%电阻)

QQ截图20150413153109.jpg

为了简化 RA值的查找过程,假设采用双电源运行模式,有一 个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。这种情况 下的输出电压可通过以下公式计算:

4801-2-EQ05.png(5)

注意, 从VA至输出的增益为反相。 VA 的增加会使输出电压降低, 比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下,可以针对给定的输入失调,使 调整范围达到最大。由于调整范围指向增益之前的放大器输入, 因此,即使在低分辨率源的情况下,也可实施微调。由于 RA 一 般都比 R1大得多,因此,我们可以得到等式(5)的近似值:

4801-2-EQ06.png(6)

为了找到一个 RA值以允许最大失调调整范围 VIN(MAX), 在给定调 整电压范围 VA(MAX)的情况下,使VOUT = 0 ,求 RA,结果得到

4801-2-EQ07.png(7)

 

其中, VIN(MAX) 为传感器预期的最大失调。等式(5)同时显示, 调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。即使如此,其影 响一般也很小,增益可以重新计算为:

4801-2-EQ08.png(8)

 

一般地,对于单电源电桥调理应用,参考端的电压应大于信号 地。如果电桥输出可以在正负间摆动,情况尤其如此。如果基 准电压源由一个低阻抗源(如分阻器和缓冲器)驱动至电压 VREF,如图 5 所示,则等式(5)变为:

4801-2-EQ09.png(9)

如果相对于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ,则可得到相同 的结果。 VA(MAX) – VREF 也应替换等式(7)中的 VA(MAX)

 

设计示例
假设有一个单电源电桥放大器,如图 4 所示,其中,用 3.3 V 电压来激励电桥并驱动放大器。满量程电桥输出为±15 mV, 失调可能处于±25-mV 的范围。为了取得所需灵敏度,放大器 增益需为 100,ADC 的输入范围为 0 V 至 3.3 V。由于电桥的 输出可以为正,也可以为负,因此,其输出指向中间电源或 1.65 V。只需通过施加 100 的增益,失调本身即会强制使放大器输 出处于–0.85 V 至+4.15 V 的范围内,这超过了电源轨。


这个问题可通过图 5 所示的电路来解决。电桥放大器A1 是一个 像AD8237 一样的ICF仪表放大器。放大器A2,带R4和R5,将 A1 的零电平输出设为中间电源。 AD5601 8 位DAC对输出进行 调整,通过RA使电桥失调为 0。然后,放大器的输出由 AD7091 微功耗 12 位ADC数字化。

4801-2-FIG05.jpg

图 5 针对单电源工作模式而修改的失调移除电路


从表1可以发现, 增益为101时, R1和R2 需为1 kΩ和100 kΩ。 电路包括一个可以在 0 V 至 3.3 V 范围内摆动,或者在 1.65V 基准电压左右摆动±1.65 V。为了计算 RA 的值,我们使用等式 (6)。其中,VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V, RA = 65.347 kΩ。当电阻容差为 1%时,最接近的值为 64.9 kΩ。然而,这 没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量,因此,我 们选择一个常见的 49.9-kΩ 低成本电阻。这样做的代价是调整 分辨率降低了,结果导致略大的调整后失调。


从等式(7),我们可以算出额定增益值为 103。如果设计师希望 得到接近目标值 100 的增益值,最简单的办法是使 R2的值降 低 3%左右,至 97.6 kΩ,结果对 RA 的值的影响非常小。在新 的条件下,额定增益为 100.6。


由于DAC可以摆动±1.65 V,因此,总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定,其计算方法如下:

4801-2-EQ10.png(10)

在±25-mV 最大电桥失调范围内,±32.1-mV 的调整范围可提供 28%的额外调整裕量。对于 8 位 DAC,调整步长为

4801-2-EQ11.png(11)

对于 250-µV 调整分辨率,输出端的最大残余失调为 12.5 mV。

R3 和 C1 c的值可以通过ADC数据手册中的建议值或参考文献2 来确定。对于采样率为 1 MSPS 的 AD7091,这些值为 51 Ω 和 4.7 nF。在以较低速率采样时,可以使用较大的电阻或电容组 合,以进一步减少噪声和混叠效应。


该电路的另一个优势在于,可以在生产或安装时完成电桥失调 调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响, 则可重新调整电路。


受其真轨到轨输入影响,AD8237 最适合采用超低电源电压的 电桥应用。对于要求较高电源电压的传统工业应用,AD8420 不失为一款良好的替代器件。该 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源供电,功耗低 60%。


表 2 是对两款仪表放大器进行了比较。都使用了最小和最大规 格。有关更多详情和最新信息,请参见产品数据手册。


表 2 AD8237和 AD8420比较

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結果