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放大器电路设计:如何避免常见问题

ADI_Amy 員工 在 2016-8-26 建立的討論區

在放大器电路设计中,你一定被被一些最常见的问题给“坑”过,这里为大家介绍一些最为常见的设计问题,提出了实用的解决方案,供各位侠士参考学习哦~

 

缺少直流偏置电流回路

最常见的应用问题之一是在交流耦合运算放大器或仪表放 大器电路应用中,没有为偏置电流提供直流回路。图1 中,一个电容串接在一个运算放大器的同相(+)输入端。这 种交流耦合是隔离输入电压(VIN)中的直流电压的一种简单 方法。这种方法在高增益应用中尤为有用,在增益较高 时,即使是放大器输入端的一个较小直流电压,也会影响 运放的动态范围,甚至可能导致输出饱和。然而,容性耦 合进高阻抗输入端而不为正输入端中的电流提供直流路径 的做法会带来一些问题。

1.jpg图1 错误的交流耦合运算放大器电路

输入偏置电流流经耦合电容,给其充电,直到超过放大器 输入电路的额定共模电压或超过输出限值。根据输入偏置 电流的极性,电容充电或者向正电源电压方向,或者向负 电源电压方向。这个偏置电压会被放大器的闭环直流增益 放大。

这一过程可能较长。例如,对于一个带有场效应晶体管 (FET)输入端的放大器,若其偏置电流为1 pA,通过一个 0.1-μF的电容进行耦合,则其IC充电率I/C为

10–12/10–7 = 10 μV/秒

合600 μV/分。如果增益为100,则输出漂移为0.06 V/分。可 见,如果采用交流耦合示波器做短时间的测试可能无法检 测出这一问题,电路要在数小时后才会发生故障。总之, 避免这一问题是非常重要的。

2.jpg图2 双电源供电运算放大器输入端交流耦合的正确方法

 

图2所示即是这一常见问题的一种简单解决方案。此例 中,一个电阻连接在运算放大器的输入端与地之间,从而 为输入偏置电流提供了一个回路。为最小化输入偏置电流 导致的失调电压,在使用双极性运放的时候,考虑运放两 个输入端的匹配问题,通常将R1设为R2和R3的并联值。

 

但要注意的是,该电阻始终会给电路带来一定噪声,因而 需在电路输入阻抗、所需输入耦合电容大小与电阻引进的 约翰逊噪声之间进行权衡。典型电阻值一般在100,000 Ω至 1 MΩ之间。

 

 

类似问题也会影响仪表放大器电路。图3所示的是通过两 个电容进行交流耦合的仪表放大器电路,也没有为输入偏 置电流提供回路。该问题常见于采用双电源供电(图3a)和 单电源供电(图3b)的仪表放大器电路中。

5.jpg图3 错误的交流耦合仪表放大器电路

如图4所示,如果变压器次级电路中未提供直流到地回 路,这个问题也会发生在利用变压器耦合的电路中。

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图5和图6给出了此类电路的简单解决方案。在各输入端与 地之间均添加了一个高值电阻(RA, RB)。对双电源仪表放大 器电路来说,这是一个简单而实用的解决方案。电阻为输 入偏置电流提供了一个放电路径。在双电源示例中,两个 输入端均以地作为参考。在单电源示例中,输入端既可以 地为参考(VCM接地)也可以一个偏置电压为参考,该偏置电 压通常为最大输入电压范围的一半。

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同一原理也可用于变压器耦合输入端(图5),除非变压器次 级绕组有中心抽头,该中心抽头既可接地,也可连接至 VCM。在这些电路中,存在一个因电阻和/或输入偏置电流 不匹配导致的较小失调电压误差。为使此类误差最小,可 在仪表放大器的两个输入端之间连接电阻值约为两个电阻 十分之一(但与差分源电阻相比,该值仍较大)的另一个电 阻(从而将两个电阻桥接起来)。

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为仪表放大器、运算放大器和ADC提供基准电压

图7所示的是一个单电源电路,是用一个仪表放大器驱动 一个单端模数转换器(ADC)。放大器基准电压源提供零差 分输入时的偏置电压,而ADC基准电压源则提供比例因 子。通常在仪表放大器输出端与ADC输入端之间使用一个 简单的RC低通抗混叠滤波器来降低带外噪声。设计师一般 倾向于采取简单的办法,比如利用电阻分压,来为仪表放 大器和ADC提供基准电压。在某些仪表放大器应用中,这 种方法有可能导致误差。

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正确提供仪表放大器基准电压

通常认为仪表放大器基准输入端是高阻抗,因为它是一个 输入端口。因此,设计师可能将高阻抗源,比如电阻分压 器连接至仪表放大器的基准电压引脚。对于某些类型的仪 表放大器,这可能导致严重错误(见图8)。

 

例如,一种流行的仪表放大器设计结构采用三运算放大 器,其连接方法如图8所示。总信号增益为

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若通过低阻抗源驱动,基准输入端的增益为单位增益。但 在此例中,仪表放大器的基准引脚直接与一个简单的分压 器相连。这破坏了减法电路的对称性以及分压电路的分配 比,降低了仪表放大器的共模抑制能力及其增益精度。但 在某些情况下,R4是可调的,因而可降低其电阻值,降低 量等于分压电阻的并联值(本例为50 kΩ)。此时,电路的表 现就像是将相当于电源电压一半的低阻抗电压源连接到保 持原始值的R4上。此外,还可使减法器的精度维持不变。

 

如果仪表放大器采用单芯片封装(IC),则不能使用这种方 法。另一考虑因素是,分压器电阻的温度系数还应能跟踪 R4以及减法电路中的其它电阻。最后,这种方法排除了调 节基准电压的可能。另一方面,如果试图通过在分压器中 使用小电阻值来降低附加电阻,则会增加电源的耗散电 流,进而增加电路功耗。这并非好的设计方法。

 

图9给出了一种较好的解决方案,该方案在分压器与仪表 放大器基准输入端之间采用了一个低功耗运放缓冲器。这 种方法消除了阻抗匹配和温度跟踪问题,并且允许轻松调 节基准电压。

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在利用电阻分压供电电源给运放提供基准的情况 下保持PSR

一个经常被忽视的问题是,电源电压VS的噪声、跳变、或 漂移会反馈到基准输入端进而直接叠加到输出上,仅受分 压比影响而衰减。实际的解决方案包括采用旁路和滤波 器,甚至用高精度的基准IC,比如ADR121,来产生基准 电压,而不是对VS进行分压。

 

在设计同时采用仪表放大器和运算放大器的电路时,这种 考虑非常重要。电源抑制(PSR)技术可将放大器与电源嗡嗡 声、噪声以及跳变电压隔离。这一点非常重要,因为许多 实际电路都包含、连接至或存在于电源电压不够理想的环 境。除此之外,电源线路中存在的交流信号可能流回电路 并被放大,在某种条件下,还可能激发寄生振荡。

 

现代运算放大器和仪表放大器的设计已具有出色的低频电 源抑制性能。多数工程师也将此视为必然。许多现代运算 放大器和仪表放大器的PSR值达80 dB至100 dB以上,可使电 源变化的影响降低1万至10万倍。即使PSR值仅为40 dB,电 源变化与放大器间的隔离系数也可达100。然而,高频旁 路电容(如图1至图7所示)总是可取的,往往也是必要的选 择。此外,当设计师利用简单的电阻分压器来分压供电电 源以及运放缓冲器来为仪表放大器提供基准电压时,电源 电压的任何变化都会几乎没有衰减的顺利通过电路,直接 叠加到仪表放大器的输出电平上。因此,除非采用低通滤 波器,否则,IC将失去通常较为出色的PSR性能。

 

在图10中,一个大电容被加至分压器,以滤除电源变化, 从而使PSR保持不变。该滤波器的−3 dB极点由R1/R2并联组 合及电容CF设定。该极点应设为低于所关心的最低频率10 倍左右。

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图10给出了一组−3 dB极点频率约为0.03 Hz的参数。跨接在 R3两端的小电容(0.01 μF)可使电阻噪声最小。

滤波器充电需要一定时间。根据图中所示值,基准输入端 的上升时间为几个时间常数(其中,T = R3Cf = 5 s),大约10 至15秒左右。

 

图11所示电路作了进一步改进。这种情况下,运放缓冲器 充当一个有源滤波器,可以用较小的电容实现等量的电源 去耦。此外,有源滤波器可设计提供更高的Q值,从而获 得更快的开启时间。

基于图11所示元件值,对电路进行了测试。其中,电源电 压为12 V,6 V滤波后的基准电压被提供给仪表放大器。一 个频率可调的1 V峰峰值正弦波被用来调制12 V电源,并将 仪表放大器增益设为单位增益。在这些条件下,用示波器 监测VREF和仪表放大器的输出,随着频率的降低,示波 器上未出现交流信号,直到接近8 Hz。在连接低电平输入信 号到仪表放大器时,测得该电路的电源范围为4 V至25 V以 上。电路开启时间约为2秒。

 

 

对单电源运算放大器电路进行去耦

单电源运算放大器电路要求对输入共模电平进行偏置以处 理正负摆动的交流信号。当采用电阻分压供电电源的方法 来提供偏置时,必须进行足够的去耦处理,以维持PSR不 变。

 

一种常见的,但是错误的做法是通过一个带有0.1 μF旁路电 容的100 kΩ/100 kΩ分压电路来向运算放大器的同相端提供 VS/2偏置。如果使用这些值,电源去耦往往显得不足,因 为其极点频率仅为32 Hz。

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当电路工作在不稳定的环境下,图12(同相放大)和图13(反 相放大)给出了如何获得最佳效果的VS/2去耦偏置电路。两 种情况下,偏置功能均由同相输入端提供,反馈使反相输 入端获得相同的偏置,而单位直流增益则将输出偏置为同 一电压。耦合电容C1与BW3一致,滚降低频增益。

 

如图12所示,在使用100 kΩ/100 kΩ电阻分压电路的时候, 一条经验法则是,使用值至少为10 μF的C2,实现0.3 Hz时有 −3 dB的滚降特性。实际上,100 μF(0.03 Hz极点频率)的值就 足以应付所有电路了。

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結果